电子电路大全(PDF格式)-第82章
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， upCox=30uA/V ，
Ibias=100uA，rds…n=＇8000L（um）＇/＇ID（mA）＇，rds…p=＇12000L（um）＇/＇ID（mA）＇，Rin=180kΩ，
CL= 0。3pF，Cgd1= 0。015pF， Cdb2=36fF，推算图 9－1 中共源放大器的－3dB频率？
解：有
R =r &r =77kΩ
2 ds1 ds 2
（9…12）
且
C =C ＋C ＋C =0。36 pF
2 L db1 db 2 （9…13）
Rin的时间常数，即Rin Cgs1 ＋Cgd 1 （1＋A），现在等于 0。26um。R2 的时间常数，即
R2 （Cgd 1 ＋C2 ），等于 0。03um。－3dB频率（单位为赫兹）等于
1 …1
f ≈ R C ＋C （1＋g R ） ＋R C ＋C
dB ｛ in gs gd m （ gd ）｝
3 1 1 1 2 2 1 2
2π
＝550kHz （9…14）
共源放大器 HSPICE 频率分析
网表：
EX 8。1 mon…Source Amp Frequency Test
。option post=2 numdgt=7 tnom=27
Vdd 1 0 dc 5
Ibias 2 0 dc 100u
M3 2 2 1 1 pmos w=100u l=1。6u
M2 3 2 1 1 pmos w=100u l=1。6u
M1 3 4 0 0 nmos w=100u l=1。6u
Rin 5 4 180k
Vin 5 0 dc 0。849 ac 1
Cl 3 0 0。3p
。op
71
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。ac dec 20 1k 100Meg
。print vdb（3）
。MODEL nmos NMOS LEVEL=3， TOX=1。8E…8， LD=0。08U，
＋UO=500， VMAX=2。0E5， PHI=0。6， GAMMA=0。5，
＋NSUB=2。5E16， VTO=0。7， NFS=8。2E11， CGSO=2。5E…10，
＋CGBO=2。5E…10， CJSW=2。5E…10， CGDO=2。5E…10， MJ=0。5，
＋CJ=2。5E…4， PB=0。9， IS=1。0E…16， JS=1。0E…4
＋KF=600E…27 AF=0。8 NLEV=2 RS=600
＋RD=600 ETA=0。05 KAPPA=0。007 THETA=0。06
＋ACM=2 XJ=2。7E…7 DELTA=0。7
。MODEL pmos PMOS LEVEL=3， TOX=1。8E…8， LD=0。08U，
＋UO=165， VMAX=2。7E5， PHI=0。80， GAMMA=0。75，
＋NSUB=5。5E16， VTO=…0。7， NFS=7。6E11， CGSO=2。5E…10，
＋CGBO=2。75E…10， CJSW=3。4E…10， CGDO=2。5E…10， MJ=0。5，
＋CJ=3。7E…4， PB=0。8， IS=1。0E…16， JS=1。0E…4
＋KF=400E…27 AF=1。0 NLEV=2 RS=1200
＋RD=1200 ETA=0。12 KAPPA=1。5 THETA=0。135
＋ACM=2 XJ=2。3E…7 DELTA=0。3
。end
这个仿真的频率曲线图如下图所示，其中我们看到－3dB频率约发生在 460kHz处。
图 9…3 共源放大器的－3dB 频率估计
72
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9。3 源极跟随器放大器
首先要说明的是，在接下来的分析中要包括一些源极跟随器放大器的高频知识。我们
看到放大器的这些类型可能有复杂的极点，因此，设计者必须小心没有显示出过大的超调
和瞬变的电路。我们还介绍了一个只有实轴极点并因此没有超调和瞬变的补偿电路。
源极跟随器的频率响应可以通过将源极建模为一个诺顿等效电路并添加一个负载电容
来求得，如图 9…4 所示。这个电路包括寄生电容时的小信号模型如图 9…5 所示。电容Cs包
r r
括负载电容CL和寄生电容Csb1。类似低频下的做法， ds 1 、 ds 2 和模拟体效应电流源的压控
电流源可以用一个电阻来模拟。这个模型使我们可以分析如图 8…6 所示的简化小信号模型。
R =r &r & 1/ g
其中： s 1 ds 1 ds 2 （ s 1 ），且输入电容为
'
C =C ＋C
in in gd 1
。
图 9…4 用来分析源极跟随器频率响应的结构
v
节点分析是可能的，但是对于这个例子非常复杂。这个分析分四个步骤。首先，求从 gs 1
v C Y i v
到 out 的增益。第二步，求M1 的栅极看进去但不考虑 gd 1 的导纳 g 。第三步，求从 in 到 gs 1
v v
的增益。最后，求得 in 到 out 总的增益并得到结果。
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图 9…5 源极跟随器的一个等效小信号模型
图 9…6 源极跟随器的一个简化等效小信号模型
v
在节点 out ，我们让离开节点的电流总和为零，有
vout （sCs ＋sCgs 1 ＋Gs 1 ）…vg 1sCgs 1 …gm1 （vg 1 …vout ）=0 （9…15）
v / v
解得 out g 1 有
vout sCgs 1 ＋gm 1
=
v ＋ ＋ ＋
g 1 s （Cgs 1 Cs ） gm 1 Gs 1
（9…16）
下一步是计算M1 栅极看进去的导纳Yg，但是不考虑进入Cgd1 的电流。输入电流为
i = v …v sC
g 1 （ g 1 out ） gs 1
（9…17）
v Y =i / v
用式（9…16）将式（9…17）中的 out 消去，解得 g g 1 g 1 有
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i sC （sC ＋G ）
g 1 gs 1 s s 1
Y = =
g
vg 1 s （Cgs 1 ＋Cs ）＋gm 1 ＋Gs 1 （9…18）
i v
我们可以写出输入电流 in 与栅极电压 g 1 的关系为
'
iin =vg 1 （sCin ＋Gin ＋Yg ）
（9…19）
将式（9…18）带入式（9…19）中并整理得
vg 1 s （Cgs 1 ＋Cs ）＋gm 1 ＋Gs 1
=
2
＋ ＋
i a sb s c
in （9…20）
其中
a =Gin （gm1 ＋Gs1 ）
'
b =Gin （Cgs1 ＋Cs ）＋Cin （gm1 ＋Gs1 ）＋Cgs1Gs1 （9…21）
'
c =Cgs 1Cs ＋Cin （Cgs 1 ＋Cs ）
用式（9…16）和式（9…20）有
vout sCgs 1 ＋gm 1
A s = =
（ ） 2
＋ ＋
i a sb s c
in
