电子电路大全(PDF格式)-第81章
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假设源极和漏极结延伸出栅极 4um，使得源极和漏极面积为 As =Ad =400（um）2 ，两者的
周长都为P =P =108um 。
s d
解：各个电容计算如下：
2
C WLC C W pF
= ＋ × =0。27
gs ox gs …0v
3
Cgd =Cgd …0v ×W =0。02 pF
C =C （ A ＋WL） ＋ C ×P =0。17 pF
sb j s （ j …sw s ）
C =（C A ） ＋ C ×P =0。12 pF
db j d （ j …sw d ）
注意：源极－主体和漏极－主体电容要比栅极－源极电容更有意义。所以，对于高速
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电路，保持漏极和源极结的面积和周长尽可能小（可以通过晶体管之间共用结做到）是非
常重要的。
9．1．3 SPICE 小信号模型参数
饱和区和线性区电容计算：
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版图如下：
SPICE模型：
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电路频率特性分析用LEVEL3SPICE模型参数：
。MODEL nmos NMOS LEVEL=3， TOX=1。8E…8， LD=0。08U，
＋UO=500， VMAX=2。0E5， PHI=0。6， GAMMA=0。5，
＋NSUB=2。5E16， VTO=0。7， NFS=8。2E11， CGSO=2。5E…10，
＋CGBO=2。5E…10， CJSW=2。5E…10， CGDO=2。5E…10， MJ=0。5，
＋CJ=2。5E…4， PB=0。9， IS=1。0E…16， JS=1。0E…4
＋KF=600E…27 AF=0。8 NLEV=2 RS=600
＋RD=600 ETA=0。05 KAPPA=0。007 THETA=0。06
＋ACM=2 XJ=2。7E…7 DELTA=0。7
。MODEL pmos PMOS LEVEL=3， TOX=1。8E…8， LD=0。08U，
＋UO=165， VMAX=2。7E5， PHI=0。80， GAMMA=0。75，
＋NSUB=5。5E16， VTO=…0。7， NFS=7。6E11， CGSO=2。5E…10，
＋CGBO=2。75E…10， CJSW=3。4E…10， CGDO=2。5E…10， MJ=0。5，
＋CJ=3。7E…4， PB=0。8， IS=1。0E…16， JS=1。0E…4
＋KF=400E…27 AF=1。0 NLEV=2 RS=1200
＋RD=1200 ETA=0。12 KAPPA=1。5 THETA=0。135
＋ACM=2 XJ=2。3E…7 DELTA=0。3
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9。2 共源放大器
为了进行高频分析，图 1 中共源放大器的小信号等效电路如图 2 所示。这里，Cgs1 是
M1 的栅极－源极电容。注意，我们已经假设输入源极的输出电容可以忽略。电容C2 由M1
和 M2 的 漏 极 － 衬 底 电 容 与 负 载 电 容 CL 的 并 联 组 成 。 CL 一 般 占 主 导 地 位 。
图 9…1 电流源负载共源放大器 图 9…2 共源放大器高频分析的小信号模型
在高频下分析电路可使用节点分析。在节点v1，我们把所有离开节点的电流相加并设
置总和为零，得到
v （G ＋sC ＋sC ）…v G …v sC =0
1 in gs1 gd 1 in in out gd 1 （9…1）
G =1/ R
其中： in in 。而且，在输出节点有
v （G ＋sC ＋sC ）…v sC ＋g v =0
out 2 gd1 2 1 gd1 m1 1 （9…2）
v =v
1 gs 1
其中： 。
解式（9…1）和式（9…2）得
C
…gm1R2 （1…s gd 1 ）
vout gm1
=
1 2
v ＋sa ＋s b
in （9…3）
其中
a =Rin Cgs1 ＋Cgd 1 （1＋gm1R2 ）＋R2 （Cgd 1 ＋C2 ）
（9…4）
且
b =R R （C C ＋C C ＋C C ）
in 2 gd1 gs1 gs1 2 gd1 2 （9…5）
在增益开始下降但仍然远大于 1 的频率下，分子的一阶项…s （Cgd 1 / gm 1 ）， 以
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2
及分母的二阶项s b 可以忽略。对于这种情况有
vout …gm1R2
A s = ≈
（ ）
vin 1＋s ｛Rin Cgs1 ＋Cgd 1 （1＋gm1R2 ）＋R2 （Cgd 1 ＋C2 ）｝
（9…6）
低频增益正如期望的为 …gm1R2 。让s = jω…3dB ，解得
1
A （jω…3dB ） =
2 （9…7）
得
1
ω ≈
…3dB Rin Cgs1 ＋Cgd 1（1＋gm1R2 ）＋R2 （Cgd 1 ＋C2 ） （9…8）
有趣的是，－3dB频率下的结果与使用零值时间常数分析技术＇Gray，1993＇的结果相同。
在这个技术中，通过假设其它所有电容器为零，计算出每个电容器的时间常数，在问题中
用电压源代替电容器，再用电压源与从电压源流出的电流的比来计算出那个电容器看到的
电阻。电容器看到的时间常数就是电容乘以那个电容看到的电阻。整个电路－3dB的频率为
1 除以单个电容时间常数的总和。对于共源放大器，Cgs1 看到的电阻是输入源极阻抗Rin，
Cgd1 看到的电阻为 Rin （1＋g m1R2 ）＋R2 ，C2 看到的电阻是R2。
R R
除非 in 2 ，式（8…8）分母的第一项一般起主要作用，有
1
ω ≈
…3dB Rin Cgs1 ＋Cgd 1（1＋A）
（9…9）
A =g R Cgd 1 （1＋A）
其中： m1 2 是低频增益的幅值。 项通常称为密勒电容，因为它是使
用密勒近似＇Sedra，1991＇得到的等效电容。因为Cgd1 的大小实际上要乘以 1 加上放大器
的增益，所以Cgd1 必须很小。
在较高频率下，当增益不比 1 大很多时，第二个极点和零点必须考虑。第二个极点的
频率可通过假设极点是真实的并分隔很远，则分母可以表示为
s s s s2
D s 1 1 1
（ ）= ＋ ＋ ≈ ＋ ＋
ω ω ω ω ω
p 1 p 2 p 1 p 1 p 2
（9…10）
式（9…10）的系数可以与式（8…3）的分母系数等同。分母第二个极点的近似频率的方程可
简单给出。
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g C
m1 gd 1
ω ≈
p 2
C C ＋C C ＋C C
gs 1 gd 1 gs 1 2 gd 1 2 （9…11）
应该提到的是，密勒近似导致了第二个极点的近似频率不同且不正确。
例：在上面电路中，晶体管W/L＝100um/1。6um。假设unCox=90uA/V2 2
